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详解IGBT驱动电路设计
2022-05-06
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理想等效电路与实际等效电路如图所示：
动态特性的简易过程可从下面的表格和图形中获取：
IGBT 在开通过程中，分为几段时间
1.与MOSFET类似的开通过程，也是分为三段的充电时间
2.只是在漏源DS电压下降过程后期，PNP晶体管由放大区至饱和过程中增加了一段延迟时间。
在上面的表格中，定义了：开通时间Ton，上升时间Tr和Tr.i
除了这两个时间以外，还有一个时间为开通延迟时间td.on:td.on=Ton-Tr.i
IGBT在关断过程
IGBT在关断过程中，漏极电流的波形变为两段。
第一段是按照MOS管关断的特性的
第二段是在MOSFET关断后，PNP晶体管上存储的电荷难以迅速释放，造成漏极电流较长的尾部时间。
在上面的表格中，定义了：关断时间Toff，下降时间Tf和Tf.i
除了表格中以外，还定义
trv为DS端电压的上升时间和关断延迟时间td(off)。
漏极电流的下降时间Tf由图中的t(f1)和t(f2)两段组成，而总的关断时间可以称为toff=td(off)+trv十t(f)，td(off)+trv之和又称为存储时间。
从下面图中可看出详细的栅极电流和栅极电压，CE电流和CE电压的关系：
开启过程
C.CE 集电极-发射极电容
C.GC 门级-集电极电容（米勒电容）
Cres = CGC 反向电容
Coes = CGC + CCE 输出电容
根据充电的详细过程，可以下图所示的过程进行分析
第2阶段：栅极电流对Cge和Cgc电容充电，IGBT的开始开启的过程了，集电极电流开始增加，达到最大负载电流电流IC，由于存在二极管的反向恢复电流，因此这个过程与MOS管的过程略有不同，同时栅极电压也达到了米勒平台电压。
第3阶段：栅极电流对Cge和Cgc电容充电，这个时候VGE是完全不变的，值得我们注意的是Vce的变化非常快。
第4阶段：栅极电流对Cge和Cgc电容充电，随着Vce缓慢变化成稳态电压，米勒电容也随着电压的减小而增大。Vge仍旧维持在米勒平台上。
第5阶段：这个时候栅极电流继续对Cge充电，Vge电压开始上升，整个IGBT完全打开。
我的一个同事在做这个将整个过程等效为一阶过程。
如果以这个电路作为驱动电路的话：
这么算的话，就等于用指数曲线，代替了整个上升过程，结果与等效的过程还是有些差距的。
不过由于C.GE，C.CE，C.GC是变化的，而且电容两端的电压时刻在变化，我们无法完全整理出一条思路来。
很多供应商都是推荐使用Qg来做运算，计算方法也可以整理出来，唯一的变化在于Qg是在一定条件下测定的，我们并不知道这种做法的容差是多少。
因此如果有人要核算整个栅极控制时序和时间，利用电容充电的办法大致给出一个很粗略的结果是可以的，如果要精确的，算不出来。
对于门级电阻来说，每次开关都属于瞬态功耗，可以使用以前介绍过的电阻的瞬态功率进行验算吧。
电阻抗脉冲能力
我们选电阻的大小是为了提供足够的电流，也是为了足够自身散热情况。
前级的三极管，这个三极管的速度要非常快，否则如果进入饱和的时间不够短，在充电的时候将可能有钳制作用，因此我对于这个电路的看法是一定要做测试。空载的和带负载的，可能情况有很大的差异。
栅极驱动的改进历程和办法（针对米勒平台关断特性）
栅极电阻：其目的是改善控制脉冲上升沿和下降沿的斜率，并且防止寄生电感与电容振荡，限制IGBT集电极电压的尖脉冲值。
栅极电阻值大——充放电较慢，开关时间和开关损耗增大。
栅极参数对电路的影响
IGBT内部的续流二极管的开关特性也受栅极电阻的影响，并也会限制我们选取栅极阻抗的最小值。IGBT的导通开关速度实质上只能与所用续流二极管反向恢复特性相兼容的水平。栅极电阻的减小不仅增大了IGBT的过电压应力，而且由于IGBT模块中di/dt的增大，也增大了续流二极管的过压极限。
栅极驱动的印刷电路板布线需要非常注意，核心问题是降低寄生电感，对防止潜在的振荡，栅极电压上升速率，噪音损耗的降低，降低栅极电压的需求或减小栅极保护电路的效率有较大的影响。
栅极保护
为了保险起见，可采用TVS等栅极箝位保护电路，考虑放置于靠近IGBT模块的栅极和发射极控制端子附近。IGBT基础与运用-2 中英飞凌的电路比较典型。
耦合干扰与噪声
IGBT的开关会使用相互电位改变，PCB板的连线之间彼此不宜太近，过高的dv/dt会由寄生电容产生耦合噪声。要减少器件之间的寄生电容，避免产生耦合噪声。
死区时间（空载时间）设置
在控制中，人为加入上下桥臂同时关断时间，以保证驱动的安全性。死区时间大，模块工作更加可靠，但会带来输出波形的失真及降低输出效率。死区时间小，输出波形要好一些，只是会降低可靠性，一般为us级，典型数值在3us以上。
IGBT栅极引起的问题列表（红色部分圈注的）：
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